快恢復二極管主要用作續(xù)流二極管，與快速開關三極管并聯(lián)后面帶感性負載，如Buck，Boost變換器的電感、變壓器和電機，這些電路大部分是用恒脈脈寬調(diào)制控制，感性負載決定了流過續(xù)流二極管的電流是連續(xù)的，三極管開通時，續(xù)流支路要截止以防短路，下面例子給出了三極管與續(xù)流二極管的相互作用。

  圖1是簡化的Buck電路。其輸出電壓V_out低于輸入電壓Vin。圖2是T₁的控制信號和T₁，D₁的電壓、電流波形。有源器件T₁，D₁的開通關斷相位如下：

  T₀時刻T₁有開通信號。輸入電壓V_in加在L，C_out的串聯(lián)支路，使i_L線性增加。電感L和V_out決定電流，過一段時間后控制器使T₁關斷，在斷續(xù)工作時，電感L儲能(W=0.5Li_L2)通過續(xù)流支路傳送到C_out。

  在t₂時刻T₁再次開通，整個過程重復。

  二極管的開關過程可分為四部分:

  A.T₁導通時二極管阻斷;

  B.阻斷到導通時間；開通；

  C.T₁關斷，二極管導通；

  D.導通到關斷瞬間；關斷。

圖1 Buck變換器電路圖	圖2 T1的控制信號和T1，D1的電壓、電流波形

 

  A. 阻斷

  MOFET導通時，二極管兩端的反壓是V_in。與所有的半導體一樣，二極管的陽極到陰極有一個小電流(耐電流I_R)，漏電流由阻斷電壓，二極管芯片工作溫度和二極管制作技術決定。反向電壓導致的總功率損耗是：

 

  B. 開通

  三極管T₁關斷瞬間，電感電流i_L保持不變。二極管兩端電壓逐漸減小，電流逐漸上升。D₁的電流上升時間等于T₁的電流下降時間。關斷時在pn結存儲的大量電荷被載流子帶走，使得電流上升時pn結的電阻減小，二極管開通時有電壓尖峰，由芯片溫度、-di_F/dt和芯片工藝決定。

  正向電壓尖峰與反向電壓相比很小(<50V)，應用時不影響二極管的工作(圖7中的D₁波形)。但是二極管的開通電壓尖峰增加了三極管的電壓應力和關斷損耗。

  電壓尖峰V_FR決定了二極管的開通捌耗。這些損耗隨開關頻率線性增加。

 

  C. 通態(tài)

  一且開通過程結束。二極管導通正向電流l_F，pn結的門限電壓和半導體的電阻決定正向壓降V_F。這個電壓由芯片溫度、正向電流I_F和制造工藝決定。

  利用數(shù)據(jù)手冊中的V_TO和r_T可以計算正向壓降和通態(tài)損耗。

  圖3所示正向壓降的簡化模型是：

相應的通態(tài)損耗是：

 

  計算出來的損耗只是近似值，因為V_TO和r_T隨溫度變化，而給出的只是在一定溫度下(T_VJM的參考值。

 

 

  D. 關斷

  與通態(tài)特性不同，高頻應用時二極管的選擇是否合適主要取決于關斷特性的參數(shù)，三極管開通時，電流I_F的變化率等于三極管電流上升率di/dt。如果使用MOSFET或IGBT，其-d_iF/dt很容易超過1000A/μs。前面提到，二極管恢復阻斷能力前必須去除通態(tài)時存儲在pn結的載流子。這就會產(chǎn)生反向恢復電流，其波形取決于芯片溫度、正向電流I_F，-d_iF/dt和制造工藝。

  圖4是正向特性相同的金摻雜和鉑摻雜外延型二極管不同溫度下的反向恢復電流。

圖4 在TVJ=25℃和125℃時兩FRED二極管的反向恢復電流和電壓

 

  相同溫度下不同制造工藝的二極管的反向恢復特性明顯不同。

  鉑摻雜二極管反向恢復電流的減小速度很快(圖5(b))，可控少數(shù)載流子的金摻雜二極管的恢復特性較軟(圖5(a))。

  恢復電流減小得很快，線路中分布電感導致的電壓尖峰越高。如果最大電壓超過三極管的耐壓值，就必須使用吸收電路以保障設備的安全工作。而且過高的du/dt會導致EMI/RFI問題，在RFI受限的地方要使用復雜的屏蔽。

圖5 在TJ=125℃時不同-diF/dt的反向恢復電流

 

  二極管的反向恢復電流不僅會增加二極管的關斷損耗。還會增加三極管的開通損耗，因為它也是二極管的反向電流。圖6(a)和(b)表明三極管開通電流是電感電流加上二極管的反向恢復電流，而且開通時間受trr影響會增大。

  圖6(a)和(b)重點說明軟恢復特性時低恢復電流的好處。首先，軟恢復特性的金摻雜二極管的電壓尖峰較小和反向恢復電流較小。因此二極管有低關斷損耗。其次，低反向恢復電流可減小三極管的開通損耗。因此，二極管的選擇直接決定了兩個器件的功率損耗。

圖6 表示反向恢復電流影響的三極管的電流和電壓波形