2線RTD連接圖

2線RTD配置是最簡單的配置，如圖6所示。2線配置只需要一個激勵電流源。來自ADC的三個模擬引腳用于實現單個2線RTD配置：一個引腳用于激勵電流IOUT，兩個引腳作為全差分輸入通道（AINP和AINM）用于檢測RTD上的電壓。當設計使用多個2線RTD時，可以使用單個激勵電流源，并將激勵電流導向系統(tǒng)中的不同RTD。按照4線配置將基準電阻放在RTD的低端，單個基準電阻便可支持所有RTD測量。也就是說，該基準電阻由所有RTD共享。

2線配置是三種接線配置中精度最低的配置，原因是測量的實際電阻值既包括傳感器的電阻值，也包括引線RL1和RL2的電阻值，從而增大了ADC上的電壓測量結果。如果傳感器在遠程，系統(tǒng)使用非常長的導線，則誤差將很大。例如，25英尺長的24 AWG銅線的等效電阻為：0.026Ω/英尺（0.08Ω/米）× 2 × 25英尺 = 1.3Ω。因此，1.3Ω導線電阻產生的誤差為：（1.3/0.385） = 3.38°C（近似值）。導線電阻還會隨溫度而變化，這又會增加誤差。

圖5.單個和多個4線RTD模擬輸入配置測量

3線RTD連接圖

使用3線RTD配置可以大幅改善2線RTD配置的引線電阻所引起的較大誤差。本文使用第二激勵電流（如圖7所示）來抵消RL1和RL2所產生的引線電阻誤差。因此，來自ADC的四個模擬引腳用于實現單個3線RTD配置：兩個引腳用于激勵電流（IOUT0和IOUT1），兩個引腳作為全差分輸入通道（AINP和AINM）用于檢測RTD上的電壓。

圖6.單個和多個2線RTD模擬輸入配置測量

圖7.單個和多個3線RTD模擬輸入配置測量

有兩種方法可以配置3線RTD電路。方法1將基準電阻放在頂邊，使得第一激勵電流IOUT0流到RREF、RL1，然后流到RTD；第二電流流經RL2引線電阻，產生的電壓抵消RL1引線電阻上的壓降。因此，匹配良好的激勵電流可完全消除引線電阻導致的誤差。如果激勵電流匹配得不是那么好，使用這種配置可使不匹配的影響最小化。同一電流流到RTD和RREF；因此，兩個IOUT之間的任何不匹配只會影響引線電阻計算。測量單個RTD時，此配置很有用。

測量多個3線RTD時，建議將基準電阻放在底邊（方法2），這樣只能使用單個基準電阻，從而最大限度地降低總成本。然而，在這種配置中，一個電流流過RTD，但有兩個電流流過基準電阻。因此，IOUT的任何不匹配都會影響基準電壓的值和引線電阻的抵消。當存在激勵電流不匹配時，該配置的誤差會比方法1更大。有兩種可能的方法可以校準IOUT之間的不匹配和不匹配漂移，從而提高第二種配置的精度。第一種方法是對激勵電流斬波（交換），在每個階段執(zhí)行一次測量，然后將兩個測量值平均，從而實現校準。另一種辦法是測量實際激勵電流本身，然后在微控制器使用計算的不匹配來補償該不匹配。關于這些校準的更多細節(jié)在CN-0383中討論。

RTD系統(tǒng)優(yōu)化

檢查系統(tǒng)設計人員的問題，可發(fā)現設計和優(yōu)化RTD應用解決方案存在不同的挑戰(zhàn)。挑戰(zhàn)一是上面討論的傳感器選型和連接圖。挑戰(zhàn)二是測量的配置，包括ADC配置、設置激勵電流、設置增益和選擇外部元件，同時確保系統(tǒng)優(yōu)化并在ADC規(guī)格范圍內運行。最后，最關鍵的問題是如何實現目標性能，確定有哪些誤差源貢獻了整體系統(tǒng)誤差。

幸運的是，有一款新工具RTD_CONFIGURATOR_AND_ERROR_BUDGET_CALCULATOR，它為設計和優(yōu)化RTD測量系統(tǒng)提供從概念到原型制作的實操解決方案。

該工具

該工具圍繞AD7124-4/AD7124-8設計，允許客戶調整激勵電流、增益、外部元件等設置。它會指出超邊界狀況，以確保最終解決方案在ADC的規(guī)格范圍內。

圖8.RTD配置程序

激勵電流、增益和外部元件的選擇

理想情況下，我們傾向于選擇較高的激勵電流以產生較高的輸出電壓，并使ADC輸入范圍最大化。然而，由于傳感器為阻性，設計人員還必須確保大值激勵電流的功耗或自發(fā)熱效應不會影響測量結果。系統(tǒng)設計人員可能選擇高激勵電流。但是，為使自發(fā)熱最小化，在兩次測量之間需要關閉激勵電流。設計人員需要考慮時序對系統(tǒng)的影響。另一種方法是選擇較低激勵電流，以使自發(fā)熱最小。時序現已最小化，但設計人員需要確定系統(tǒng)性能是否受到影響。所有方案都可以通過RTD_Configurator_and_Error_Budget_Calculator進行測試。該工具允許用戶平衡激勵電流、增益和外部元件的選擇，以確保模擬輸入電壓得到優(yōu)化，同時調整ADC增益和速度，以提供更好的分辨率和系統(tǒng)性能，即噪聲和失調誤差更低。

要了解所得到的濾波曲線，或者要更深入地了解轉換時序，VirtualEval在線工具可提供相關細節(jié)。

Σ-Δ型ADC的ADC輸入和基準輸入均由開關電容前端連續(xù)采樣。對于所討論的RTD系統(tǒng)，基準輸入也受外部基準電阻驅動。建議在Σ-Δ型ADC的模擬輸入端使用一個外部RC濾波器用于抗混疊。為了EMC目的，系統(tǒng)設計人員可以在模擬輸入端和基準輸入端使用較大R和C值。大RC值在測量中可能引起增益誤差，因為在兩個采樣時刻之間的時間里，前端電路沒有充足的時間來建立。緩沖模擬和基準輸入可防止此類增益誤差，從而允許使用不受限制的R和C值。

對于AD7124-4/AD7124-8，當使用大于1的內部增益時，模擬輸入緩沖器自動使能，由于PGA放置在輸入緩沖器的前面，并且PGA是軌到軌的，所以模擬輸入也是軌到軌的。但是，對于基準緩沖器，或者在增益為1時使用ADC且使能模擬輸入緩沖器，則有必要確保提供正確運行所需的裕量。

Pt100輸出的信號電平很低，大約為幾百mV。為獲得最佳性能，可以使用寬動態(tài)范圍的ADC。或者使用一個增益級來放大信號，再將其應用于ADC。AD7124-4/AD7124-8支持1到128的增益，因而可以針對各種激勵電流優(yōu)化設計。PGA增益的多個選項允許設計人員在激勵電流值與增益、外部元件、性能之間取舍。RTD配置工具會指示新的激勵電流值是否能與所選RTD傳感器一起使用。它還會給出精密基準電阻和基準裕量電阻的適當建議值。請注意，該工具可確保ADC在規(guī)格范圍內使用——它會顯示支持相關配置的可能增益。AD7124激勵電流具有輸出順從性；也就是說，提供激勵電流的引腳上的電壓相對于AVDD需要一些裕量。該工具也會確保符合該順從規(guī)格。

借助RTD工具，系統(tǒng)設計人員可以保證系統(tǒng)在ADC和RTD傳感器的工作限值內運行?；鶞孰娮璧韧獠吭木燃捌鋵ο到y(tǒng)誤差的貢獻將在稍后討論。

濾波選項（模擬和數字50 Hz/60 Hz抑制）

如前所述，建議將抗混疊濾波器配合Σ-Δ型轉換器使用。嵌入式濾波器是數字式，所以頻率響應在采樣頻率附近折回。為了充分衰減調制器頻率及其倍數處的干擾，必須使用抗混疊濾波。Σ-Δ型轉換器會對模擬輸入過采樣，因此抗混疊濾波器的設計大大簡化，只需要一個簡單的單極點RC濾波器。

當最終系統(tǒng)投入現場使用時，處理來自系統(tǒng)所處環(huán)境的噪聲或干擾可能非常有挑戰(zhàn)性，尤其是在工業(yè)自動化、儀器儀表、過程控制或功率控制等應用領域，這些應用要求耐噪，同時不能產生太大噪聲而影響到相鄰元器件。噪聲、瞬態(tài)或其他干擾源會影響系統(tǒng)精度和分辨率。當系統(tǒng)由交流電源供電時，也會產生干擾。交流電源頻率在歐洲是50 Hz及其倍數，在美國是60 Hz及其倍數。因此，當設計RTD系統(tǒng)時，必須考慮具有50 Hz/60 Hz抑制能力的濾波電路。許多系統(tǒng)設計人員希望設計一個能夠同時抑制50 Hz和60 Hz的通用系統(tǒng)。

大多數較低帶寬ADC（包括AD7124-4/AD7124-8）提供多種數字濾波選項，通過編程可將陷波頻率設置為50 Hz/60 Hz。所選濾波器選項會影響輸出數據速率、建立時間以及50 Hz/60 Hz抑制。使能多個通道時，每次切換通道都需要一個建立時間以便產生轉換結果。因此，選擇具有較長建立時間的濾波器類型（即sinc4或sinc3）會降低整體吞吐速率。在這種情況下，可使用后置濾波器或FIR濾波器以較短的建立時間提供合理的50 Hz/60 Hz同時抑制，從而提高吞吐速率。

功耗考慮

系統(tǒng)的電流消耗或功耗預算分配高度依賴于最終應用。AD7124-4/AD7124-8具有三種功耗模式，支持在性能、速度和功耗之間進行權衡。便攜式或遠程應用須使用低功耗器件和配置。對于某些工業(yè)自動化應用，整個系統(tǒng)都由4 mA到20 mA環(huán)路供電，因此允許的電流預算最大值僅有4 mA。對于此類應用，可以將器件設置為中功率或低功耗模式。速度要低得多，但ADC仍能提供高性能。如果應用是由交流電源供電的過程控制，則電流消耗可以高得多，因此器件可以設置為全功率模式，該系統(tǒng)可以實現高得多的輸出數據速率和更高的性能。

誤差源和校準選項

知道所需的系統(tǒng)配置之后，下一步是估算與ADC相關的誤差和系統(tǒng)誤差。這些誤差可幫助系統(tǒng)設計人員了解前端和ADC配置是否滿足整體目標精度和性能。RTD_Configurator_and_Error_Budget_Calculator允許用戶修改系統(tǒng)配置以獲得最佳性能。例如，圖9顯示了所有誤差的摘要。系統(tǒng)誤差餅圖表明，外部基準電阻的初始精度及其溫度系數是系統(tǒng)總誤差的主要貢獻因素。因此，必須考慮使用更高精度和更好溫度系數的外部基準電阻。

ADC引起的誤差不是系統(tǒng)總誤差的最重要貢獻因素。但是，使用AD7124-4/AD7124-8的內部校準模式可以進一步減小ADC的誤差貢獻。建議在上電或軟件初始化時進行內部校準，以消除ADC增益和失調誤差。請注意，這些校準不會消除外部電路造成的誤差。但是，ADC還支持系統(tǒng)校準，使得系統(tǒng)失調和增益錯誤可以最小化，但這可能會增加額外的成本，大多數應用可能不需要。

故障檢測

對于惡劣環(huán)境或安全很重要的應用，診斷正成為行業(yè)要求的一部分。AD7124-4/AD7124-8中的嵌入式診斷減少了對外部元件實現診斷的需求，使得解決方案尺寸更小、時間更短且成本更低。診斷包括：

• 檢查模擬引腳上的電壓電平，確保其在額定工作范圍內
• 串行外設接口（SPI）總線的循環(huán)冗余校驗（CRC）
• 存儲器映射的CRC
• 信號鏈檢查

這些診斷使得解決方案更強大。根據IEC 61508，典型3線RTD應用的失效模式、影響和診斷分析（FMEDA）表明安全失效比率（SFF）大于90%。

RTD系統(tǒng)評估

圖10顯示了來自電路筆記CN-0383的一些測量數據。該測量數據是利用AD7124-4/AD7124-8評估板獲得，其中包括2-/3-/4-線RTD的演示模式，并計算了相應的攝氏溫度值。結果表明，2線RTD實現方案的誤差更接近誤差邊界的下限，而3線或4線RTD實現方案的總體誤差完全在允許限值以內。2線測量中的較高誤差源于前面所述的引線電阻誤差。

圖9.RTD誤差源計算程序

圖10.2-/3-/4-線RTD溫度精度測量后置濾波器，低功耗模式，25 SPS

這些例子說明，當與ADI公司的較低帶寬Σ-Δ型ADC（如AD7124-4/AD7124-8）一起使用時，遵循上述RTD指南將能實現高精度、高性能設計。電路筆記（CN-0383）也可用作參考設計，幫助系統(tǒng)設計人員快速實現原型。評估板允許用戶評估系統(tǒng)性能，每種示例配置演示模式都可以使用。進一步說，使用ADI生成的示例代碼（可從AD7124-4/AD7124-8產品頁面獲得），可以輕松開發(fā)出不同RTD配置的固件。

采用Σ-Δ架構的ADC（例如AD7124-4/AD7124-8）適合于RTD測量應用，因為其解決了諸如50 Hz/60 Hz抑制之類的問題，并且模擬輸入具有寬共模范圍（基準輸入也可能有）。另外，這些器件具有高集成度，包含RTD系統(tǒng)設計所需的全部功能。它們還提供增強特性，如校準能力和嵌入式診斷。這種集成度加上完整的系統(tǒng)資料或生態(tài)系統(tǒng)，將能簡化整體系統(tǒng)設計，降低成本，縮短從概念到原型的設計周期。

為使系統(tǒng)設計人員的設計之旅更輕松，可以使用RTD_Configurator_and_Error_Budget_Calculator工具和在線工具VirtualEval、評估板硬件和軟件以及CN-0383來解決不同的挑戰(zhàn)，例如連接問題和整體誤差預算，將用戶的設計體驗提升到更高層次。

結論

本文已說明，設計RTD溫度測量系統(tǒng)是一個具挑戰(zhàn)性的多步驟過程。它需要選擇不同的傳感器配置、ADC和優(yōu)化，并考慮這些決策如何影響整體系統(tǒng)性能。ADI公司的RTD_Configurator_and_Error_Budget_Calculator工具和在線工具VirtualEval、評估板硬件和軟件以及CN-0383，通過解決連接和整體誤差預算問題來簡化該過程。

作者簡介

Jellenie Rodriguez是ADI公司精密轉換器技術部的一名應用工程師。她主要關注用于直流測量的精密Σ-Δ型ADC。她于2012年加入ADI公司，2011年畢業(yè)于San SebasTIan College-Recoletos de Cavite，獲得電子工程學士學位。

作者簡介

Mary McCarthy是ADI公司應用工程師。她于1991年加入ADI公司，在愛爾蘭科克市的線性與精密技術應用部工作，主要關注精密Δ-Σ型轉換器。她于1991年畢業(yè)于科克大學，獲得電子與電氣工程學士學位。