可以使用極快的開關(guān)晶體管：超級結(jié)?MOSFET?(SJ)、碳化硅 MOSFET (SiC) 和基于氮化鎵?(GaN) 的晶體管；這些仍然比傳統(tǒng)晶體管昂貴得多，但它們使設(shè)計更小、更高效的開關(guān)電源和 DC-DC 轉(zhuǎn)換器成為可能。在設(shè)計研究中，在Traco Power 電源單元的?PFC?階段實現(xiàn)并測量了 GaN 晶體管的使用。對優(yōu)缺點以及相關(guān)的技術(shù)問題進行了詳細的研究和描述。

近幾十年來，電力電子領(lǐng)域發(fā)展迅速。這主要是由于越來越快的半導體開關(guān)，這使得設(shè)計更小的用于存儲電能的組件成為可能，例如電容器和電感。結(jié)合更高的效率，這允許實現(xiàn)更小的電力電子組件，例如電源單元和 DC-DC 轉(zhuǎn)換器。在過去的幾十年中，半導體開關(guān)一直在不斷增強。

最新的半導體開關(guān)，例如超級結(jié) MOSFET (SJ)、碳化硅 MOSFET (SiC) 和基于氮化鎵 (GaN) 的晶體管，實現(xiàn)的開關(guān)時間幾乎比傳統(tǒng) MOSFET 短十倍。這會顯著降低開關(guān)損耗，從而實現(xiàn)更高的開關(guān)頻率。由于這一點和提高的效率，可以實現(xiàn)更小的開關(guān)電源設(shè)計體積。

但是，請注意，這些優(yōu)勢并不適用于所有用于開關(guān)電源和 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的開關(guān)拓撲。由于高效和低成本的控制器 IC 的可用性，近年來已經(jīng)使用了各種諧振轉(zhuǎn)換器概念，其特點是在電源打開或關(guān)閉的那一刻，開關(guān)處的電流或電壓元件已經(jīng)為零，從而防止任何功率或能量損失（ZVS 或 ZCS：零電壓開關(guān)和零電流開關(guān)）。由于這些通常涉及真正諧振轉(zhuǎn)換器的開關(guān)概念原則上不會產(chǎn)生任何功率損耗，因此即使使用更快的開關(guān)元件，也不應期望開關(guān)損耗進一步降低。

例如，圖 1 顯示了典型 Traco Power 工業(yè)電源單元的一般電路圖，輸入端帶有 PFC 轉(zhuǎn)換器，輸出端帶有諧振轉(zhuǎn)換器。全部電能流經(jīng)標記為 L 和 C 的元件，電容器和電感的值基本上根據(jù)諧振頻率確定轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率。

圖 1.

Traco 開關(guān)電源的典型通用電路圖，輸入端帶有升壓轉(zhuǎn)換器，用于產(chǎn)生正弦輸入電流，諧振轉(zhuǎn)換器用于電位分離和電壓調(diào)節(jié)

電源單元的輸入配備了一個升壓 DC-DC 轉(zhuǎn)換器（PFC 轉(zhuǎn)換器），它在輸入端強制提供準正弦電源入口電流以校正功率因數(shù)。下游諧振轉(zhuǎn)換器用于調(diào)節(jié)電壓電平，實現(xiàn)與電源電壓的電流隔離，以及調(diào)節(jié)電源電壓和負載的變化。然而，由于諧振或半諧振開關(guān) PFC 轉(zhuǎn)換器非常復雜并且只能以高度復雜的方式實現(xiàn)，因此使用新推出的、非?？焖俚拈_關(guān)晶體管作為有源高頻開關(guān)提供了一個可行的選擇升壓轉(zhuǎn)換器。

為了能夠通過這些快速開關(guān)元件通過降低開關(guān)損耗顯著提高開關(guān)電源的效率，還必須降低二極管和整流器的傳導損耗。在這方面，建議升壓轉(zhuǎn)換器采用所謂的“圖騰柱”拓撲。這使得可以將傳統(tǒng)使用的具有相對較高傳導損耗的電源整流器從四個二極管減少到兩個二極管。相應的細節(jié)如圖 2 所示。該電路是用 GaN 晶體管設(shè)計和測試的。

圖2.

用于校正電源入口電流功率因數(shù)的圖騰柱電路

優(yōu)點和缺點以及相關(guān)的技術(shù)挑戰(zhàn)如下所述。

為什么使用氮化鎵？

超級結(jié) MOSFET (SJ) 開關(guān)速度非常快，易于更換，而且價格便宜且易于獲得。缺點是在較高的開關(guān)頻率下工作時控制功率相對較高，開關(guān)損耗高，以及體二極管在反向工作時的恢復時間長。碳化硅 MOSFET (SiC) 比 SJ MOSFET 更快，它們非常適合高阻斷電壓，并且具有穩(wěn)健的雪崩行為和具有極短反向恢復時間的體二極管。然而，這些晶體管的控制稍微復雜一些，因為可能需要負柵極預加載。

氮化鎵 (GaN) 晶體管通常有兩種不同的設(shè)計：自導式和自阻式。根據(jù)類型和制造商的不同，這會導致對這些組件的澆口控制有不同的要求。然而，GaN 晶體管的優(yōu)勢是開關(guān)時間縮短了十倍，并且無需體二極管。在某些情況下，這種優(yōu)勢可以證明為控制和管理這些組件而增加的支出是合理的。

為了能夠充分利用 GaN 晶體管的所有優(yōu)勢，需要更復雜的柵極控制電路，該電路通常已經(jīng)集成在開關(guān)斷路器的芯片上。缺點是不同制造商的組件不再兼容，不能輕易相互交換。

帶有 GaN 晶體管的升壓轉(zhuǎn)換器（PFC 轉(zhuǎn)換器）的快速開關(guān)

在圖 3 中，升壓轉(zhuǎn)換器被設(shè)計為“圖騰柱電路”。輸出電壓總是高于輸入電壓。根據(jù)輸入電壓的極性，兩個晶體管交替用作有源開關(guān)或用作扼流圈電流的有源續(xù)流二極管。這些晶體管以“D”和“(1-D”)的占空比交替控制。

圖 3.

圖騰柱輸入轉(zhuǎn)換器帶有輸入和輸出濾波器以防止無線電干擾

當兩個開關(guān)都使用非?？焖匍_關(guān)的 GaN 晶體管時，該級可以在連續(xù)扼流電流下運行。這意味著當開關(guān)打開或關(guān)閉時，扼流電流不必為零，因為只會產(chǎn)生非常低的開關(guān)損耗。因此，儲能扼流圈可以在明顯較低的高頻交流電流下運行。

由于在控制技術(shù)方面，通過扼流圈和整流二極管的電流得到適當控制，為了進一步降低功率損耗，整流二極管也可以用導通電阻非常低的 SJ MOSFET 代替。這導致總功率損耗的進一步降低，從而也提高了效率。

由于 GaN 晶體管的開關(guān)時間僅為幾納秒，因此會引起寄生電感和電容產(chǎn)生極高頻振蕩，從而導致輸入和輸出出現(xiàn)嚴重干擾并對測量產(chǎn)生負面影響。因此，使用了圖 3 中所示的過濾器。測量的開關(guān)信號，在每種情況下在 GaN 晶體管的漏極和源極端子之間測量，如圖 4 所示；相關(guān)的測量設(shè)計如圖 5 所示。

圖 4a

圖 4b

圖 4.

帶有 (a) 和不帶有 (b) 用于防止瞬態(tài)響應的外部 SiC 并聯(lián)二極管的 PFC 轉(zhuǎn)換器中 GaN 晶體管的開關(guān)行為

圖 5.

測量設(shè)計

對于此處使用的 GaN 晶體管，很明顯需要與漏源并聯(lián)的 SiC 二極管（D3 和 D4）來防止死區(qū)時間（GaN 反向傳導，柵極“關(guān)閉”）期間的振蕩。圖 4 顯示了 GaN 晶體管漏源電壓關(guān)斷行為的測量結(jié)果，無論有沒有外部并聯(lián)二極管。開關(guān)過程的時間不到 7 納秒，這意味著它比標準 MOSFET 的時間短約十倍。與傳統(tǒng)的 MOSFET 開關(guān)相比，這也導致導通和關(guān)斷損耗降低了相同的系數(shù)。

上圖所示電路設(shè)計用于 1000 W 的輸出；兩個開關(guān)晶體管是 80mOhm GaN 晶體管。控制和調(diào)節(jié)是離散和模擬設(shè)置的，因此可以影響和設(shè)置所有運行參數(shù)。圖 4b 中顯示的關(guān)閉后的振蕩會產(chǎn)生難以過濾的高頻干擾，這需要大量的過濾工作；因此，必須避免它們。

使用 GaN 晶體管降低電感

電感的損耗和大小對升壓轉(zhuǎn)換器（PFC 轉(zhuǎn)換器）的效率有重大影響。電感的儲存能量與導通和關(guān)斷期間的電流幅度成二次方關(guān)系；同時，歐姆損耗與電流成二次方增加。

另一方面，電感中的磁滯損耗取決于磁芯的體積、電流的交流分量，從而取決于磁流密度變化的沖程和開關(guān)頻率。評估的測試設(shè)計使用 100kHz 的平均開關(guān)頻率。110VAC 和 230VAC 輸入電壓的扼流電流測量結(jié)果如圖 6 所示。

由于紋波電流的大小取決于輸入電壓和升壓電壓之間的差值，因此較低的輸入電壓（圖 6a）會導致紋波電流高于使用較高電壓的操作（圖 6b）。在低輸入電壓下，電感中磁性材料的熱損失要大得多，因此必須考慮這種不利的工作情況。

圖 6a。

扼流圈中的電流 (L2) @ 110V

圖 6b。

扼流圈中的電流 (L2)@ 230V

圖 6 顯示了在 a) 110VAC 電源輸入電壓和 b) 230VAC 電源輸入電壓下升壓轉(zhuǎn)換器（PFC 轉(zhuǎn)換器）電感中的電流測量值。

由于磁芯損耗隨著電感中電流紋波系數(shù)的降低而降低，具有 GaN 晶體管的 PFC 轉(zhuǎn)換器提供了使用磁性材料作為電感的選項，具有非常高的磁飽和磁通密度，盡管比磁滯損耗相對較高。這使得可以在幾百 kHz 的低開關(guān)損耗下使用更高的開關(guān)頻率。這允許進一步減小電感的結(jié)構(gòu)尺寸。

由于更快的切換而增加的干擾

GaN 晶體管中極短的開關(guān)過程導致方波電流和電壓的產(chǎn)生，由于極高的激活和去激活邊緣，這會產(chǎn)生高頻干擾電壓和電流。這些都是不可取的，必須進行適當?shù)倪^濾，以防止電磁干擾從開關(guān)電源通過連接線或輻射傳輸?shù)狡渲車h(huán)境。共模干擾最難過濾；相應的測量結(jié)果如圖 7 所示。

圖 7.

PFC 轉(zhuǎn)換器在 1000W 滿負載和 230VAC 電源電壓下的共模干擾電流（綠色）和共模干擾電壓（紅色）

詳細視圖顯示 100Hz 的共模電壓非?？斓胤崔D(zhuǎn)其極性；高頻部分是由升壓二極管的能量恢復引起的。在此過程中，電流無法找到通過二極管 D1 D2 的路徑，因此作為共模電流通過 Y 電容器流回電網(wǎng)。對有源升壓二極管使用智能控制并用 MOSFET 替換無源整流二極管 D1 D2，可以顯著降低此電流。

使用 GaN 晶體管提高效率并減小結(jié)構(gòu)尺寸

PFC 轉(zhuǎn)換器的效率通常由半導體開關(guān)的傳導和開關(guān)損耗以及電感的歐姆和磁化損耗組成。測量總損失并計算單個損失的比例；它們?nèi)鐖D 8 所示。

圖 8.

電源電壓為 230VAC 時，與電源輸入電壓相關(guān)的總損耗分配給各個組件

由于輸入電壓較低時電流較高，電感的磁性材料損耗較高，因此效率在很大程度上取決于電源輸入電壓。圖 9 再次總結(jié)了這種關(guān)系。

圖 9.

與具有 SJ MOSFET 的“邊界模式交錯”PFC（橙色）相比，與電源輸入電壓相關(guān)的具有 GaN 晶體管（藍色）的圖騰柱 PFC 轉(zhuǎn)換器的總體效率

在 PFC 轉(zhuǎn)換器中使用 GaN 晶體管可實現(xiàn)高效率

綜上所述，可以說在 PFC 轉(zhuǎn)換器中使用具有合適電路設(shè)計的 GaN 晶體管可以產(chǎn)生超過 99% 的極高效率；然而，用于低電源電壓的經(jīng)濟可行的 GaN 晶體管的導通電阻顯然仍然過高，并且必須使用激活的 MOSFET 作為電源二極管。這導致效率比采用帶橋式整流器的傳統(tǒng) MOSFET 的 PFC 轉(zhuǎn)換器高 3% 至 5%。

因此，在開關(guān)電源中結(jié)合使用 PFC 轉(zhuǎn)換器和諧振轉(zhuǎn)換器可實現(xiàn) 96% 以上的整體效率。