基于單光子雪崩二極管（SPAD）的光子直接飛行時間（dTOF）探測器通過測量發(fā)射光與反射光之間的時間間隔來計算所探測的距離，具有體積小、功耗低和分辨率高等優(yōu)點，已被廣泛應用于自動駕駛、人臉識別、AR/VR以及3D成像等新興應用領域。dTOF探測器通常采用片內(nèi)的時間數(shù)字轉(zhuǎn)換器（TDC）來精確測量光子飛行時間，相比于間接飛行時間（iTOF）測量技術(shù)，具有更高的抗干擾能力和更寬的動態(tài)范圍。目前dTOF探測器正朝著與硅基工藝相兼容的低成本和高集成度方向快速發(fā)展，然而還存在人眼安全閾值低、時間分辨率和動態(tài)范圍相制約等問題。

據(jù)麥姆斯咨詢報道，南京郵電大學集成電路科學與工程學院、射頻集成與微組裝技術(shù)國家地方聯(lián)合工程實驗室和核探測與核電子學國家重點實驗室的聯(lián)合科研團隊在《光學學報》期刊上發(fā)表了以“一種硅基高靈敏度近紅外單光子dTOF探測器”為主題的文章。該文章第一作者為王帥康，通訊作者為徐躍。

本文基于0.18 μm BCD工藝研究并實現(xiàn)了一種近紅外高靈敏度dTOF探測器。

近紅外SPAD器件

器件結(jié)構(gòu)

所提出的近紅外SPAD器件的截面圖如圖2所示。該器件利用BCD工藝提供的高壓p阱（HVPW）和高壓n+埋層（HVBN）之間形成的深結(jié)耗盡層作為雪崩倍增區(qū)，有效提高對近紅外光子的探測概率。同時在HVPW里進行淺結(jié)的重摻雜P+注入，并在p+表面外側(cè)形成環(huán)形的陽極，且在p+區(qū)表面中間不做金屬硅化物淀積，形成透光的窗口。高壓n阱（HVNW）作為n+埋層的引出區(qū)域，在其表面進行淺結(jié)的重摻雜n+注入，并在n+區(qū)表面形成環(huán)形的陰極。在器件陰極n+接觸孔和陽極p+接觸孔之間還有淺溝槽隔離（STI），防止器件電極之間發(fā)生擊穿。特別是在雪崩倍增區(qū)外側(cè)有低摻雜的p 型外延層（P-epi）作為器件的虛擬保護環(huán)，不但能避免器件表面被過早擊穿，而且能有效降低保護環(huán)區(qū)域的電場，減小STI周圍缺陷引起的暗計數(shù)噪聲影響。

SPAD器件對光子的吸收主要發(fā)生在雪崩倍增區(qū)和高壓p阱區(qū)，由于雪崩倍增區(qū)被完全耗盡且深埋于襯底，因此能獲得比高壓p阱區(qū)更高的近紅外光生載流子量子效率。高壓p阱區(qū)和雪崩倍增區(qū)吸收光子后產(chǎn)生的電子-空穴對在反向電場作用下分別向n+埋層和p+陽極方向漂移。對于近紅外短波光子，由于能量較低而容易穿過高壓p阱中性吸收區(qū)進入雪崩倍增區(qū)被吸收。靠近高壓p阱一側(cè)的雪崩倍增區(qū)由于摻雜濃度遠低于n+埋層一側(cè)的雪崩倍增區(qū)，其耗盡區(qū)更寬，是產(chǎn)生光生載流子的主要區(qū)域。由于雪崩倍增區(qū)存在強電場，雪崩倍增區(qū)內(nèi)產(chǎn)生的光生電子和高壓p阱區(qū)擴散過來的光生電子會在強電場作用下發(fā)生雪崩倍增效應，使陽極電流在短時間內(nèi)迅速增加，實現(xiàn)單光子的探測。由于靠近高壓p阱一側(cè)的雪崩倍增區(qū)的光生電子在反向電場作用下最終進入倍增區(qū)中心，從而使發(fā)生雪崩倍增的路徑更長、雪崩電場更強，可獲得更高的雪崩倍增因子，相比與主要依靠空穴碰撞電離的器件有更高的雪崩觸發(fā)概率，能顯著增強器件對近紅外光子的探測靈敏度。

圖1 SPAD截面圖

TCAD仿真分析

基于0.18 μm BCD工藝對所提出的SPAD器件使用SILVACO Atlas工具進行了蓋革模式下的二維器件仿真。仿真采用了Shock-Read-Hall載流子產(chǎn)生-復合、Conmob和Fldmob遷移率、Selberherr碰撞電離和Geiger等物理模型以獲得接近實際的器件電學特性。為了能使所設計的SPAD器件既滿足小尺寸要求又保證不發(fā)生邊緣擊穿，需要優(yōu)化最佳保護環(huán)間距。圖2（a）顯示了仿真得到的四種不同保護環(huán)間距的器件I-V特性曲線?？梢钥闯觯Ｗo環(huán)間距為GRW=0.5 μm和GRW=1.5 μm器件的雪崩擊穿電壓分別為19 V和31.7 V，而保護環(huán)間距為GRW=2.5 μm與3.5 μm器件的雪崩擊穿電壓均為42 V，這說明當間距過小時，會在保護環(huán)邊緣區(qū)域提前發(fā)生雪崩擊穿，從而使SPAD器件不能正常工作。綜合考慮器件尺寸及性能，本文選用2.5 μm的保護環(huán)間距。圖2（b）為GRW=2.5 μm器件在過偏壓為3 V下的二維電場分布情況?？梢钥吹狡骷┍绤^(qū)中心距表面深度約為4 μm，雪崩區(qū)寬度約為1 μm，電場分布均勻、集中，電場強度峰值達到3.75×10? V/cm，從而保證了對近紅外光子有更高的探測概率。由于虛擬保護環(huán)區(qū)域摻雜濃度低，電場強度明顯小于雪崩區(qū)中心電場，能夠有效防止器件邊緣過早擊穿，同時避免STI界面缺陷產(chǎn)生的載流子被強電場驅(qū)入雪崩倍增區(qū)而引發(fā)嚴重的暗計數(shù)噪聲。

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圖2 TCAD仿真：（a）I-V特性曲線；（b）二維電場分布

單光子dTOF探測器讀出電路

探測器結(jié)構(gòu)

單光子dTOF探測器讀出電路結(jié)構(gòu)如圖3所示，主要由模擬前端（AFE）、或邏輯樹（ORtree）、TDC電路以及并串轉(zhuǎn)換電路（PISO）組成。為了提高單光子探測效率，由16個SPAD器件構(gòu)成一個探測器陣列來增加有效的感光面積，每個SPAD都接1個由淬滅和脈沖整形電路構(gòu)成的模擬前端進行雪崩淬滅和脈寬壓縮。dTOF探測器的工作原理如下：SPAD器件工作在蓋革模式下，激光發(fā)射后被目標物反射回的光子被SPAD探測到立即產(chǎn)生雪崩電流。

圖3 單光子dTOF探測器電路結(jié)構(gòu)圖

TDC電路

為了實現(xiàn)高分辨率和寬動態(tài)范圍的TOF值測量，本文提出了一種由粗計數(shù)器（CoarseCounter）、精計數(shù)器（Fine Counter）、插值器（Interpolator）以及鎖相環(huán)PLL 構(gòu)成的具有內(nèi)置時鐘的三步式混合結(jié)構(gòu)TDC，如圖4所示。考慮到參考時鐘頻率會影響系統(tǒng)的分辨率和動態(tài)范圍，當分辨率達到皮秒水平時，時鐘的抖動會直接影響測量的精度和線性度，為此本文采用基于壓控振蕩器（VCO）的三階II型鎖相環(huán)為系統(tǒng)提供穩(wěn)定的時鐘。其中，VCO采用偽差分延時單元（Delay）結(jié)構(gòu)來抑制電源及襯底共模噪聲的影響，并在傳統(tǒng)偽差分延時單元的基礎上增加MP5和MP6管，其柵壓由外部偏置Vb進行控制，不僅能夠拓寬VCO的頻率調(diào)諧范圍，而且有利于降低控制電壓Vc波動造成的時鐘抖動。此外，在每級延時單元的輸出端接入緩沖BUF電路提高時鐘驅(qū)動能力，可以得到具有低抖動、低相位噪聲和占空比接近50%的四通道高頻分相時鐘（P1、P2、P3、P4）。

TDC的分辨率由分相時鐘的頻率和插值器決定，插值器包含對Start和Stop信號上升沿分別采樣的兩個模塊，每個模塊都由四個基本的插值單元（Unit）組成，插值單元內(nèi)部采用由傳輸門（TG）、D觸發(fā)器（DFF）和延時線（Delay line）構(gòu)成的相位插值結(jié)構(gòu)，通過Start/Stop信號控制傳輸門的柵極實現(xiàn)對相位狀態(tài)的鎖存，并且Start/Stop信號經(jīng)過短暫延時后控制DFF對傳輸門的數(shù)據(jù)進行再次鎖存，避免了噪聲引起的DFF狀態(tài)翻轉(zhuǎn)。在30MHz輸入時鐘驅(qū)動下，VCO可輸出960 MHz的四通道高頻分相時鐘。分相時鐘P1~P4將時鐘周期分成8個時間間隔實現(xiàn)130 ps的時間分辨率，其中每個時間間隔對應一個相位狀態(tài)，當Start或Stop信號到來時，插值器可以直接鎖存其上升沿所處的相位狀態(tài)。而TDC的動態(tài)范圍取決于粗計數(shù)器量程，粗計數(shù)器采用反饋移存型同步計數(shù)器，在參考時鐘周期不變的情況下可以通過增加計數(shù)器位數(shù)提高滿量程范圍。但同步計數(shù)器位數(shù)的增加會導致時鐘驅(qū)動能力的不足，因此增加了由異步計數(shù)器構(gòu)成的精計數(shù)器。精計數(shù)器在對分相時鐘進行計數(shù)的同時完成對高頻時鐘的分頻，利用帶負載能力更強的低頻時鐘可以驅(qū)動更多位數(shù)的粗計數(shù)，并且采用同步加異步的計數(shù)方式相較于單一結(jié)構(gòu)的異步計數(shù)器能獲得更快的響應速度。如圖4所示，設計的2 bit精計數(shù)器可對960 MHz時鐘信號（P1）進行四分頻處理產(chǎn)生驅(qū)動能力更強的240 MHz的低頻時鐘CP用于驅(qū)動6 bit粗計數(shù)器。TDC共輸出16 bit數(shù)據(jù)，包含6 bit粗計數(shù)D[15:10]、2 bit精計數(shù)D[9:8]、4 bit Stop相位狀態(tài)D[7:4]以及4 bit Start相位狀態(tài)D[3:0]。TDC電路具體的量化過程如圖5所示。

圖4 TDC讀出電路結(jié)構(gòu)

圖5 TDC電路量化原理

測試結(jié)果分析與討論

提出的近紅外dTOF探測器基于0.18 μm工藝實現(xiàn)流片，芯片的顯微照片如圖6（a）所示。為保證芯片正常穩(wěn)定工作，在核心電路及器件周圍加入大量濾波電容CAP穩(wěn)壓、降噪，并添加ESD保護電路防止靜電效應的影響。芯片包含16個SPAD和模擬前端電路以及TDC，整體尺寸為1.2 × 0.84 mm2。為了評估探測器芯片的電學和光學特性，搭建了如圖6（b）所示的測試平臺，主要針對器件的雪崩擊穿電壓、PDP、DCR和后脈沖概率（AP）以及讀出電路的分辨率和光子飛行時間測量精度進行了測試。

圖6 芯片及測試環(huán)境：（a）芯片顯微照片；（b）測試平臺

SPAD器件測試

使用Keithley 4200A-SCS半導體參數(shù)分析儀測量得到的SPAD反向I-V特性如圖7所示。在無光條件下，SPAD反向飽和電流即暗電流僅有3.7×10?11 A，而在有光條件下，由于光生載流子的產(chǎn)生，器件反向飽和電流比無光時明顯高出一個數(shù)量級。在有光和無光條件下SPAD器件的雪崩擊穿電壓都在42.5 V左右，而有光時器件雪崩電流隨偏壓上升的更加陡峭，測試結(jié)果與仿真結(jié)果顯示出很好的一致性。

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圖7 I-V直流特性曲線

SPAD器件的DCR和AP的測試均在無光環(huán)境下通過FPGA統(tǒng)計SPAD輸出的雪崩脈沖個數(shù)得到。其中，DCR由多次1秒內(nèi)計數(shù)得到的雪崩脈沖的平均數(shù)確定，而大多數(shù)后脈沖事件出現(xiàn)在雪崩發(fā)生后的最初幾微秒內(nèi)，其概率可以通過記錄數(shù)百萬次雪崩脈沖的時間間隔形成的直方圖統(tǒng)計獲得。器件的暗計數(shù)噪聲主要由非平衡載流子熱產(chǎn)生-復合、缺陷輔助隧穿和帶-帶隧穿三種機制產(chǎn)生，帶-帶隧穿僅在5 V以上的高過偏壓下才會發(fā)生，而熱產(chǎn)生-復合和缺陷輔助隧穿機制分別與溫度和過偏壓呈正相關(guān)。圖8（a）顯示了器件在不同溫度及過偏壓下的DCR變化曲線，可以看出，隨著過偏壓的升高，器件的DCR沒有發(fā)生明顯的退化，表明隧穿效應對暗計數(shù)的貢獻較小。在給定的過偏壓下，當溫度由24oC升至70oC時，DCR顯著增大說明該器件的主要暗計數(shù)噪聲來源是與溫度相關(guān)的熱產(chǎn)生-復合機制。從整體上看，該器件在溫度低于70 oC時，DCR整體低于1.3 KHz，并且在5 V高的過偏壓下，24 oC室溫時DCR小于200 Hz，表現(xiàn)出較低的暗計數(shù)水平。后脈沖事件與器件自身固有的深能級缺陷有關(guān)，由于本文提出結(jié)構(gòu)采用較深的雪崩區(qū)，雪崩區(qū)附近的缺陷密度低，同時其受到表面高濃度界面態(tài)的影響非常小，后脈沖事件發(fā)生的概率相對較小。圖8（b）顯示了室溫下SPAD后脈沖概率隨過偏壓的變化關(guān)系，在5 V過偏壓下僅有0.92%。從DCR和AP的測試結(jié)果可以看出該器件具有優(yōu)異的噪聲性能。

圖8 （a）不同溫度下DCR隨過偏壓的變化；（b）室溫下后脈沖概率隨過偏壓的變化

為了測量SPAD器件的PDP，將波長范圍為405 ~ 940 nm的激光通過光纖傳送到積分球（Integrating sphere），積分球會將光均勻散射到器件表面和光功率計的探頭。并且光功率計可以校準總?cè)肷涔夤β蕿閚W級，從而保證SPAD器件工作在單光子狀態(tài)，以免入射光子過多發(fā)生堆疊效應。

PDP測量結(jié)果如圖9所示，在過偏壓大于2 V時，PDP在450 ~ 780 nm波長范圍內(nèi)均大于15%，在5 V過偏壓下，器件在600 nm處的PDP峰值達到了43.3%。此外，由于具有深結(jié)的雪崩倍增區(qū)，器件對780 ~ 940 nm的近紅外光子的響應靈敏度也得到顯著增強，PDP在905 nm處依然能夠大于7.6%。測試結(jié)果驗證了該SPAD具有寬光譜響應范圍，可以工作在人眼閾值較高的近紅外短波波段。

圖9 PDP對光子波長響應曲線

圖10將所設計SPAD器件的近紅外PDP和DCR的性能與報道的先進成果進行了對比。可以看到，除背照式器件外，對于傳統(tǒng)光子正面入射的器件在905 nm處的PDP通常小于6%。而本文所設計的器件在905 nm處的PDP能夠達到7.6%，優(yōu)于其他成果，并且表現(xiàn)出低的暗計數(shù)噪聲。

圖10 與其他性能先進的SPAD器件比較

dTOF讀出電路測試

dTOF讀出電路靜態(tài)特性的測試包括動態(tài)范圍、時間分辨率和非線性誤差。其中動態(tài)范圍和時間分辨率可以通過構(gòu)建傳遞特性曲線表示，根據(jù)傳遞特性曲線可以求得非線性誤差。傳遞特性曲線的具體測試方法為：首先利用數(shù)字延時器將Start和Stop之間的時間間隔以4.16 ns的時長步進，檢測讀出電路的動態(tài)范圍。然后選取幾個關(guān)鍵時間為起點，按照同樣的方法以5 ps的時長步進，記錄輸出結(jié)果跳變時所對應的輸入時間間隔，兩個跳變點之間的時間間隔為實際時間分辨率。測得的傳遞曲線如圖11所示，由于存在電源波動、時鐘抖動、器件失配等非理想因素，實際傳遞曲線與理想結(jié)果存在一定誤差。在評估系統(tǒng)的非線性誤差時，以107~111.5 ns分辨率測試獲取的所有數(shù)據(jù)為基礎，得到了如圖12所示的差分非線性度（DNL）和積分非線性度（INL）曲線。結(jié)果顯示，DNL和INL分別在-0.88 LSB ~ 0.81 LSB和-0.92 LSB ~ 0.58 LSB范圍內(nèi)變化，均小于±1 LSB（1LSB=130ps），表明讀出電路的傳遞特性能保持單調(diào)特性，誤差波動范圍較小。

圖11 TDC傳遞特性曲線

圖12 TDC非線性誤差：（a）DNL曲線；（b）INL曲線

為了研究非理想條件下dTOF探測器量化結(jié)果的穩(wěn)定性，通過外部輸入固定時間間隔的Start和Stop信號進行讀出電路動態(tài)特性測試。圖13（a）示波器顯示了80 ns TOF值的仿真結(jié)果與實測結(jié)果的對比。由于傳輸路徑不同，Start和Stop信號的傳輸延時存在差異，測試結(jié)果與實際TOF值存在一定的偏差，因此在后續(xù)數(shù)據(jù)處理中可將其作為固定延時偏差進行補償。此外，受電源噪聲以及信道之間串擾的影響，探測器每次量化的結(jié)果會存在差異，這種差異可以通過重復測量恒定的TOF值并計算測量結(jié)果的分布標準差（RMS）即單射精度（precision）進行表征。圖13（b）是對TOF=80 ns進行約1000次測量得到的單射精度統(tǒng)計直方圖?？梢钥闯?，測試結(jié)果呈高斯分布，并且對峰值數(shù)據(jù)（79.682ns）進行固定誤差補償之后，其結(jié)果接近實際TOF值，此外，多次測量得到的RMS僅為188 ps。

圖13 動態(tài)特性測試：（a）瞬態(tài)輸出波形；（b）單射精度

表1對比了近期報道的幾種dTOF探測器的關(guān)鍵性能?？梢钥闯觯疚奶岢龅腟PAD器件具有優(yōu)越的性能，實現(xiàn)了高于其他研究成果的峰值PDP和低的暗計數(shù)。所設計的TDC讀出電路在保持相對較小的時間分辨率的情況下達到了較大的動態(tài)范圍，并且動態(tài)范圍可以根據(jù)時鐘的實際驅(qū)動能力增加粗計數(shù)位數(shù)來進一步擴展。同時，TDC的其他性能參數(shù)如線性度和單射精度等都控制在合理的范圍內(nèi)。

表1 dTOF探測器關(guān)鍵性能對比

結(jié)論

本文采用0.18 μm BCD工藝設計了一款基于SPAD的近紅外高分辨率dTOF探測器。SPAD器件利用高壓p阱/n+埋層形成深結(jié)結(jié)構(gòu)并采用外延層做虛擬保護環(huán)，不但提高了對近紅外光子的探測概率，而且降低了暗計數(shù)率。所設計的三步式混合結(jié)構(gòu)TDC利用具有低抖動且分相均勻的內(nèi)置PLL實現(xiàn)了130 ps分辨率和258 ns的動態(tài)范圍。測試結(jié)果表明，在5 V過偏壓下SPAD器件峰值PDP高達45%，并且905 nm處的PDP大于7.6%。與先進技術(shù)相比，該器件在能夠?qū)t外光子實現(xiàn)高探測概率的同時暗計數(shù)噪聲保持相對較低水平。此外，TDC讀出電路也獲得了較高的線性度，測得的DNL為-0.88 ~ 0.81 LSB，INL為-0.92~ 0.58 LSB。探測器在TOF為80 ns的單射精度測試中得到的抖動半高全寬僅有293 ps。綜上，所提出的器件和讀出電路具有良好的性能，為后續(xù)設計具有高效率、高分辨率和寬動態(tài)范圍的大陣列探測器奠定了基礎。